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- 发布日期：2024-10-24 07:01 点击次数：178
说明
US3007控制器IC专门设计用于满足英特尔奔腾IIä微处理器应用规范以及下一代P6系列处理器。US3007为Vcore提供了一个单片控制IC，为GTL提供了LDO控制器+
以及内部200毫安时钟电源调节器奔腾II应用程序所需的。
它还包含一个转换5伏电压的开关控制器到3.3伏用于车载应用的调节器使用AT型电源或不依赖ATX电源3.3伏输出。
这些设备的专利拓扑结构与一些外部组件组合在一起，如典型的应用电路，将提供超过车载DC/DC变换器的14A输出电流同时通过5位内部DAC。US3007还具有
通过使用
高功率MOSFET作为敏感电阻的Rds-on，时钟的内部电流限制电源，一个电源良好的窗口比较器，开关当任何一个输出超出预先编程的窗口时，其开路集电极输出。该装置的其他特点是：两种装置的欠压锁定5V和12V电源，外部可编程软件启动功能，通过一个外部电阻，用于开关输出和内部热关机的OVP电路。
为Vcore提供单片机解决方案，GTL+，时钟电源和3.3伏车载交换机第二个切换器为船上3.3伏供给200毫安车载LDO稳压器专为满足英特尔VRM而设计8.2条以及8.3条
奔腾IIä规范板载DAC编程输出电压从1.3伏到3.5伏船上线性调节器控制器1.5伏GTL+电源无损耗短路保护同步操作允许最大值效率专利架构允许固定频率运行以100%占空比动荷载最小零件数软起动直流大电流图腾柱驱动器外功率MOSFET的驱动电源良好功能监控所有输出OVP电路保护开关输出并产生故障输出热关机
方块图
典型应用
图-US3007在为Vcore供电的车载DC-DC转换器中的典型应用，GTL+，时钟电源以及用于除霜器和下一代处理器应用程序
典型应用（带HIP6019的双布局）
US3007在HIP6019双版图中的典型应用Vcore、GTL+、时钟电源以及用于除霜器和下一代处理器应用。
应用程序信息
如何计算组件的示例
应用电路如下。
假设此调节器必须满足Vcore的两组输出条件：
a） Vo=2.8V，Io=14.2A，DVo=185mV，DIo=14.2Ab） Vo=2V，Io=14.2A，DVo=140mV，DIo=14.2A此外，车载3.3V电源必须能够提供10A负载电流，保持总输出电压变化小于±5%。调节器的设计应符合每个条件的最坏情况要求。输出电容器选择电压
第一步是选择输出电容器。这是主要通过选择最大ESR值来完成满足整个DVo的瞬态电压预算规范。假设调节器DC初始精度加上输出纹波为输出电压的2%，则输出电容的最大ESR为
计算如下：
兆瓦
MVGX系列是实现价格和性能目标。6MV1500GX1500uF，6.3V的ESR通常小于36mW。选择其中6个并联电容器具有ESR达到了我们的低ESR目标。
其他制造商生产的其他类型的电解电容器应考虑松下“FA”系列或Nichicon“PL”系列。
V电源对于3.3V电源，因为没有快速瞬态要求，1500uf电容器中2个足够。
用电压电平降低输出电容移位技术输出端的跟踪电阻或外部电阻开关调节器的槽1可用于电路的优点和可能减少的数目在输出电容器中，当从轻负载过渡到满载，反之亦然。为了实现这一点，调节器的输出通常设置为直流电的一半从轻载降到满载。例如，如果从输出电容器到3007的插槽1和回接地引脚为5mW，并且如果总的DI，从轻载到满载的变化是14A，然后在
电阻分压器，也连接到输出端在这种情况下，电容器必须设置为70 mV的一半或比DAC电压设置高35mV。在负载瞬变过程中，这种电压电平变化降低了对输出电容ESR的要求负荷调节的成本。可以证明新的ESR要求降低了总痕量电阻的一半。例如，如果无电压电平偏移的输出电容器必须7mW，那么在水平移动之后，新的ESR只需要如果痕量电阻为5兆瓦（7+5/2=9.5），则为8.5兆瓦。然而，必须注意的是，组合的“电压-年龄水平偏移”和瞬态响应仍在英特尔规格的最大公差。为了确保这一点，最大跟踪电阻必须小于比：
卢比（Vspec-0.02*Vo-DVo）/DI
哪里：
Rs=允许的最大总跟踪电阻
Vspec=英特尔总电压规格
Vo=输出电压
DVo=输出纹波电压
DI=负载电流阶跃例如，假设：
Vspec=40 mV=0.1V，2V输出
Vo=2V
DVo=假设10mV=0.01V
DI=14.2A
则Rs计算为：
卢比（0.140-0.02*2-0.01）/14.2=12.6mW但是，如果使用此值的电阻器，则轨迹中耗散的功率（或者如果外部电阻也必须考虑。例如，如果Rs=12.6mW，耗散功率为（Io^2）*Rs=（14.2^2）*12.6=2.54W。这是一个很大的功率在一个系统中消散。所以，如果Rs=5mW，那么功耗约为1W，更易接受。如果未执行水平移动，则最大输出电容ESR如前所示为7mW，换算成1500uF中的66MV1500GX型三洋电容器。当Rs=5mW时最大ESR变为9.5mW，相当于4个瓶盖。另一个重要的考虑是如果trace用于实现电阻器痕迹所消耗的能量增加了情况输出电容器的温度严重影响输出电容器的使用寿命。
输出电感选择
输出电感的选择必须保证在低线和最大输出电压条件下，电感电流斜率乘以输出电容ESR的上升速度比电容电压的上升速度快负载电流阶跃期间下垂。但是，如果输入导管太小，输出纹波电流和纹波电压变得太大。一种解决办法电流下降是为了增加开关频率，然而，这将以降低效率和更高的系统成本。以下公式是获得最佳性能许多设计迭代。
最大输出电感用以下方程式：
L=ESR*C*（最小值-最大值）/（2*DI）哪里：Vinmin=最小输入电压对于Vo=2.8 V，DI=14.2 AL=0.006*9000*（4.75-2.8）/（2*14.2）=3.7uH假设编程开关频率为设置为200 KHZ时，使用微金属粉末铁心材料。摘要设计概述如下：所选芯材为铁粉选用的芯材为T50-52D，由微金属制成带8圈#16 AWG电线，导致3 uH直流电阻为3兆瓦的电感。假设L=3uH和开关频率；Fsw=200 KHZ，电感纹波电流和输出纹波电压的计算方法如下方程：
切换周期
D（Vo+Vsync）/（车辆识别号-Vsw+Vsync）
高侧Mosfet开启电压=Io*Rds晶体管导通电阻
同步MOSFET ON Voltage=Io*Rds目录=（Vo+Vsync）*Toff/L电感纹波电流DVo=目录*ESR输出纹波电压在我们的例子中，对于Vo=2.8V和14.2a负载，假设两个开关的IRL3103 MOSFET最大当电阻为19mW时，我们有：
T=1/200000=5Vsw=Vsync=14.2*0.019=0.27伏D（2.8+0.27）/（5-0.27+0.27）=0.61吨=0.61*5=3.1 uSecToff=5-3.1=1.9 uSec
DIr=（2.8+0.27）*1.9/3=1.94ADVo=1.94*.006=.011 V=11毫伏
功率元件选择
电压
假设irl3103mosfet为功率元件，我们将计算最大功耗如下：对于高压侧开关，最大功耗在最大Vo和最大占空比下发生。
Dmax（2.8+0.27）/（4.75-0.27+0.27）=0.65
Pdh=Dmax*Io^2*Rds（最大值）
Pdh=0.65*14.2^2*0.029=3.8瓦
Rds（max）=125°C下MOSFET的最大Rds开度
对于同步MOSFET，在最小Vo和最小占空比下的最大功耗hap pens。
Dmin（2+0.27）/（5.25-0.27+0.27）=0.43
Pds=（1-Dmin）*Io^2*Rds（最大值）
Pds=（1-0.43）*14.2^2*0.029=3.33瓦
电源
同样，对于高压侧开关，最大功率差异发生在最大Vo和最大占空比。
非同步替换的占空比方程同步MOSFET二极管的正向电压接通电压。在下式中，Vf=0.5V
Dmax（3.3+0.5）/（4.75-0.27+0.5）=0.76
Pdh=Dmax*Io^2*Rds（最大值）
Pdh=0.76*10^2*0.029=2.21瓦
Rds（max）=125°C下MOSFET的最大Rds开度对于二极管，最大功耗发生在最小Vo和最小占空比。
Dmin（3.3+0.5）/（5.25-0.27+0.5）=0.69
Pdd=（1-Dmin）*Io*Vf=（1-0.69）*10*0.5=1.55瓦开关电流限制保护
US3007使用MOSFET Rds on作为传感器感测MOSFET电流的电阻器，并与通过放置在MOSFET漏极之间的电阻（Rcs）在外部设置的一种程控电压以及IC的“CS+”端子， 芯片采购平台如应用电路所示。
例如，如果所需的电流限制点设置为
同步时为22A，非同步时为16A，根据我们之前的选择，最大MOSFET Rds on=19mW，则电流感测电阻Rcs计算如下：
电压
Vcs=IcL*Rds=22*0.019=0.418V
Rcs=Vcs/Ib=（0.418V）/（200uA）=2.1kW
式中：Ib=200uA为
3007美元
V电源
Vcs=IcL*Rds=16*0.019=0.3V
Rcs=Vcs/Ib=（0.3V）/（200uA）=1.50kW1.5V，GTL+电源LDO功率MOSFET选择选择功率MOSFET的第一步1.5V线性稳压器选择其最大Rds开度基于输入输出损耗的通管电压和最大负载电流。
Rds（最大值）=（Vin-Vo）/IL对于Vo=1.5V，而车辆识别号=3.3V，IL=2ARds最大值=（3.3-1.5）/2=0.9W
请注意，由于MOSFETs Rds on随温度，这个数字必须除以1.5，以便在室温下在max上找到Rds。这个摩托罗拉MTP3055VL最大开启功率为0.18W在室温下，这符合我们的要求。
为LDO Mosfet选择散热器的第一步是为了计算设备，然后执行与切换器。
Pd=（车辆识别号-车辆识别号）*IL
哪里：
Pd=线性调节器的功耗IL=线性调节器负载电流
对于1.5V和2A负载：
Pd=（3.3-1.5）*2=3.6瓦
假设Tj max=125°C
Ts=Tj-Pd*（qjc+qcs）
Ts=125-3.6*（1.8+0.05）=118°C最大散热片温度按
上一步，散热器对空气的热阻（qsa）计算如下：
假设Ta=35°C，DT=Ts-Ta=118-35=83°C温升高于环境温度
qsa=DT/Pd
qsa=83/3.6=23°C/W与为交换机选择的散热器相同mosfet也适用于1.5V的稳压器。
2.5V，时钟电源US3007提供了一个完整的2.5V调节器最小电流为200毫安。内部调节器具有内部热短路保护关闭。
1.5V和2.5V电源电阻分压器选择由于US3007线性调节器的内部参考电压设定为1.26V，因此需要使用外部电阻分配器，以提高电压。使用以下方程式选择电阻分压器：
Vo=（1+Rt/Rb）*Vref
哪里：
Rt=顶部电阻分压器
Rb=底部电阻分压器
Vref=1.26V典型值
对于1.5V电源：
假设Rb=1kW
Rt=Rb*[（Vo/Vref）-1]
Rt=1*[（1.5/1.26）-1]=191W
对于2.5V电源：
假设Rb=1.02kW
Rt=Rb*[（Vo/Vref）-1]
Rt=1.02*[（2.5/1.26）-1]=1kW
开关输出电压调整电压
正如前面讨论过的，来自开关调节器到插槽1的输出可以是利用电路的优点并可能减少输出电容器的数量，通过改变直流电平轻载向满载过渡时的调节点加载，反之亦然。为了解释信用证的损失调节器的输出通常设置为直流电的一半从轻载降到满载。例如，如果从输出电容器到3007的插槽1和回接地引脚为5mW，并且如果总的DI，从轻载到满载的变化是14A，然后在电阻分压器，也连接到输出端在这种情况下，电容器必须设置为70 mV的一半或比DAC电压设置高35mV。要做到这一点，电阻分压器的顶部电阻（应用电路中的R17）设置为100W，并计算R19。
例如，如果DAC电压设置为2.8V，并且轻载时的期望输出为2.835V，然后R19为使用以下公式计算：
R19=100*{Vdac/（Vo-1.004*Vdac）}[W]
R19=100*{2.8/（2.835-1.004*2.800）}=11.76kw选择11.8千瓦，1%注：顶部电阻值不得超过100W。然后可以调整底部电阻以升高输出电压。
V电源
非同步开关调节器的环路增益有意设置为低，以利用电平转换技术以减少输出电容器的数量。通常，输出电压从轻负载（不连续传导模式）下降1%3.3V sup ply全负荷（连续传导模式）。为此，将输出电压设置为3.5V通常。与同步相同的过程是应用于非同步，但这个调节器的内部电压基准是内部的设置为2V。下面是要用于非同步装置的输出电压设置为：Vo=3.5V，顶部电阻（应用电路中的R2）为：R2=75W。底部电阻R3为计算如下：
R3=R2*{2/（Vo-2）}[W]
R3=75*{2/（3.5-2）}=100W，1%
注：顶部电阻R2的值不得超过100瓦。软起动电容器的选择必须选择软启动电容器，以便在输出电容器充电时启动向上，电感电流峰值达不到电流限制treshold。至少有1个电容器可以保证这一点对于大多数应用程序。内部10uA电流源给软启动电容器充电，使其缓慢上升PWM比较器Vfb3的逆变输入。这个确保输出电压以与软启动帽，从而限制输入电流。为了例如，1uF和10uA内部电流源爬坡率为（DV/Dt）=I/C=1V/100mS。当输出电容为9000uF时，最大启动电流为：
I=9000uF*（1V/100mS）=0.09A输入滤波器强烈建议在系统5V电源和开关调节器将5V电源与开关过程中产生的开关噪声开关元件。典型的是在这种类型的应用中，1到3 uH的范围就足够了
外部关机
关闭US3007的最好方法是在软启动引脚上使用外部小信号转换器，如2N3904或2N7002小信号MOSFET。
这允许输出缓慢增加，与打开电源。
布局注意事项开关调节器需要仔细注意元件的布局，特别是电源元件因为它们能转换大电流。这些开关元件会产生大量的电压尖峰和如果某些关键部件彼此相距较远且相互连接，则为高频谐波有感应痕迹。以下是如何放置关键组件和连接以尽量减少上述问题。
首先放置电源组件，开始布局：
1） 将输入电容器C3和C14置于高位侧面mosfet，Q1和Q3尽可能接近各自尽可能地输入大写
2） 将同步mosfet，Q4和Q3放置为尽可能靠近对方
Q3源和Q4排水最短长度。对于Q1和D1，对于非同步的，重复此步骤。
3） 将减震器R15和C13放置在Q4和Q3之间。针对Q1和D1，对R1和C4重复此操作对于非同步的。
4） 将输出电感L3和输出电容C16放在mosfet和带输出的负载之间沿插槽1分布并靠近插槽1的电容器。对于L2，对于非l1，重复此步骤同步。
5） 将旁路电容器C8和C19放在旁边至12V和5V引脚。12V旁边的C8，针脚28和C19靠近5V的针脚11。
6） 放置US3007，使脉冲宽度调制输出驱动，
销27和25与闸门的距离相对较短第三季度和第四季度。非同步MOSFET还必须其位置使得从其浇口到销1的距离US3007中也相对较短。
7） 将所有电阻分压器放在各自的附近反馈管脚。
8） 将2.5V输出电容器C18靠近集成电路的引脚16和1.5V输出电容器，C17闭合到Q2 MOSFET。
注：最好将1.5V线性调节器组件放置在3007附近，然后从调节器对负载的输出。但是，如果这不是可能是线性驱动输出引脚的轨迹，插脚18必须远离任何高频数据信号。
把高频陶瓷电容器放在靠近时钟芯片和终端的地方是很重要的提供本地旁路的电阻器。
9） 将R12和C10靠近销23、R9和C5接近销9。
10） 将C9靠近销12
组件连接：
注意：没有数据总线是非常重要的应该通过开关调节器特别靠近快速转换节点的部分如PWM驱动器或电感电压。
使用4层电路板，将一层专用于GND，另一层用作5V、3.3V、Vcore的电源层，1.5伏，如果可能的话，2.5伏。
使用直接过孔将所有接地连接到地平面。
使用大的低电感/低阻抗平面，使用组件连接以下连接侧面或焊接面。
a） C14至Q3排水管和C3至Q1排水管
b） Q3源到Q4漏，Q1源到D1阴极
c） Q4排至L3，D1阴极排至L2
d） L3连接到输出电容器，C16和L2连接到输出电容器，C1
e） C16到负载，插槽1
f） C16和C3的输入滤波器L1
g） C1至Q2排水管
h） C17至Q2 从C18 ca pacitor到插脚16的最小宽度为0.2英寸使用最短的可能的连接
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